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０．引言
统计表明，电力的大约1/5消耗在各种照明设备上。随着各种荧光灯和高强度气体放电灯等新型高效电光源的使用，镇流器成为必不可少的配套装置。由于电力电子装置中的电力电子器件通常工作在高频状态，且具有非线性的特点，使得电力电子装置已经成为供电系统中最主要的谐波来源。如果大量的低功率因数电子镇流器投入运行，将使整个照明供电系统的可靠性大为降低，影响电网用电安全。
对于高频电子镇流器，使用有源功率因数校正技术是抑制电网电流谐波，提高功率因数非常有效的方法。它可以使电子镇流器在网侧的功率因数达到0.99。按照电路中的电感电流工作状态，功率因数校正电路分为三种类型：连续导电模式、断续导电模式和临界导电模式。其中，临界导电模式介于连续和断续之间，具有功率因数高、功率开关管零电流导通、功率二极管的损耗小控制电路简单等优点。临界导电模式功率因数校正技术正逐步应用于中、小功率设备的功率因数校正环节中。
理论上任何一种开关变换器的拓扑都可以用来实现接近于1的高功率因数。实际应用中Boost变换器是最普遍使用的。因为它有很多的优点：电路器件少，经济性强；电感位于整流桥与开关管之间，输入电压的di/dt很小，输入端的噪音低；功率开关管源端对地，易于驱动等。
1.临界导电模式功率因数校正电路
主电路由单相桥式整流器和DC-DC Boost变换器组成。功率开关由控制电路控制，工作在高频通断状态。当功率开关导通时，主电感中的电流线性增加，电感储能，二极管处于反向截止状态，负载由输出电容供电；当功率开关关断时，由电源和主电感串联向负载供电，电感中的电流线性下降。如果在一个开关周期结束时，电感中的电流刚好降到零，则功率二极管中的电流相应地也降到零。如果此时另一个开关周期立刻开始，功率开关将工作在零电流开通哈尔滨工业大学工学硕士学位论文的状态下。这就是Boost功率因数校正电路的临界导电工作模式。由此可见，实现临界导电工作模式的关键是监测电感电流的过零时刻。
1.1电路结构与基本原理
Boost有源功率因数校正电路结构如图2.1所示。其基本工作原理：主回路的输出电压Vo和基准电压Vref比较后，输入给电压误差放大器VA。整流电压检测值Vk和输出电压信号Verr共同加到乘法器M的输入端，乘法器M的输出作为电流反馈控制的基准信号。电流误差放大器CA的输出与电感零电流检测器(ZCD)的输出作为开关管Q1驱动器的输入信号，控制开关管的开通和关断，保证电感电流的峰值跟踪整流电压，从而使输入电流(电感电流的平均值)与输入电压的波形基本一致，提高输入端功率因数，降低电流畸变程度。由于电感零电流检测器的引入，开关管只能在电感电流下降为零时开通，Boost电路工作在介于CCM和DCM之间的临界导通模式。这样，一方面降低了D2关断时反向恢复电流对开关管的冲击作用；另一方面将输入电流限定为电感电流峰值的1/2。
圖１.1 Boost有源功率因数校正电路结构
1.2输入电流正弦化分析
考虑到开关频率远大于电网频率，可以认为整流电压Vrec=Vm|sinωt|在一个开关周期内保持恒定。开关管导通后，电感电流线性增加，其峰值Ipk由下式决定
式中Vｍ—输入电压峰值(V)；
ω——输入电压角频率(rad/s)
开关管关断时，电感放电并将储存的能量传递给输出滤波电容和负载电阻。放电时间由下式确定
因为误差放大器的输出信号Ｖｒｅｅ在工频半波周期内保持恒定，所以在工频半波周期内Ｔｏｎ也保持恒定，由式(１-4)可知输入电流和输入电压的波形保持一致，达到高功率因数、低谐波畸变的目的。
1.3变换器输出母线电压稳定性分析
为了保证变换器的稳定工作，一般要求 APFC 升压变换器的输出电压至少比输入电压的峰值高15%以上，其设定值由下式决定
2.功率因数校正电路参数设计
2.1主电路参数设计
恒导通时间控制技术的乘法器方式的 Boost 有源功率因数校正电路有一些共同的设计要点。对于 HID 灯调光电子镇流器来说，考虑电网电压的实际波动，以及点灯时的灯等效负载变化，特别是根据调光的需要，一般要求宽输入宽输出范围的功率因数校正电路，在设计调光时必须充分考虑到这种情况。
2.1.1主电感设计
主电感的设计优先保证功率因数校正电路在所有的工作状态下都工作在临界导电模式。由图2-2可以推导出功率开关周期为
式中Ｐｏ——输出功率(W)；
η——预期效率
由上式可见，在恒定输出电压的情况下，主电感值是输入电压、开关频率和输出功率的函数。
功率开关的设计给定频率ｆ受驱动芯片内部设计的制约。功率开关频率的最小值出现在输入电压在瞬时峰值，也就是相角是π/2时。
理论上如果给定最小的功率开关频率，则主电感的最大设计值出现在输出功率最小，输入电压最大的时候。但是对于宽输入输出范围的设计要求，如果我们这样确定了一个电感值，因为Ｐｏ和ｆ是成反比的，如果输出功率增加，则开关频率还将变小，这是不允许的。所以，设计电感的最大值是出现在给定开关频率最小、输出功率最大、输入电压最大的时候，即
对于恒导通时间的控制技术来说，最高的功率开关频率就是导通时间的倒数。但是功率开关的最大频率也受到芯片内部的电路延时，开关损耗等因素的影响而受到制约。由于这并不作为典型设计参数出现在芯片的器件手册上，所以常常被忽视。一般最大的开关频率不超过 1MHz。最大的开关频率出现在输入电压的过零点，也就是相角为0时。
电感的最小设计值应该满足电路始终工作在临界导电的状态，以保证输出电压的稳定。最小的设计电感值可以按下式估算
通过极值方式设计的电感，都应该按式(1-11)给予校验。功率因数校正电路给定的最小开关频率偏小可以减少开关损耗，偏大可以减小电感的体积，应综合考虑，一般可以取20～50kHz。
2.1.2输入电容的设计
输入电容的主要作用是滤除由高频的开关电感电流纹波引起的开关噪声，因此也叫高频旁路电容。最严重的开关噪声发生在最小额定输入电压的峰值附近。此电容对于输入电压过零时刻的功率因数校正效果有显著的影响，对于整个电路的EMI效果也有一些的影响。
其基本的电容值可以由下式得出
式中Ｐｉｎ——输入功率(W)；
λ——0.01～0.1
由于整流桥的输出电压经过电阻分压后被用来作为功率因数校正电路输入电流的跟随基准，所以过大的输入电容会使基准电压波形发生畸变，从而使输入电流的波形同样发生畸变，导致功率因数的下降和谐波的增加。所以具体的电容值需要综合的考虑。
2.1.3输出电容的设计
输出电容的选择取决于额定输出电压、最大允许过电压、输出功率和输出电压纹波。基本电容值为
式中ωｏ——纹波电压的角频率(rad/s)；
Ｉｏ——输出电流(A)；
△Ｖｏ——纹波电压值(V)，一般为输出电压的 1～5%
输出电容的耐压值要超过控制电路过压保护的电压值，高频等效串联电阻要小，温度范围要宽。输出电容的选择对于整个装置的使用寿命至关重要。
2.2控制芯片选择
控制电路的参数设计对于满足宽输入输出范围的功率因数校正的设计要求极为重要。设计的目标不仅在于确保带宽足够窄以达到高功率因数，而且要保证一定的相角才可以使系统在大范围内稳定。
用 MC33262 作为控制器的 APFC 升压式功率因数校正电路如图 2.2 所示。
目前，市场上有很多基于临界导电模式设计的有源功率因数校正集成芯片。诸如 ST 公司的 L6561，Fairchild 的 FAN7527，Onsemi 公司 MC33262， TI 公司的 UCC28050 等。它们都可以用于恒导通时间控制技术的乘法器方式Boost 有源功率因数校正电路，但芯片内部的结构设计有所不同，特别是误差放大器环节。L6561 和 FAN7527 是电压型的误差放大器； MC33262 和UCC28050 是跨导型的误差放大器，因此在设计时稍有差别。
图１.2 用MC33262设计的APFC升压式变换器
3.小结
电子镇流器属于宽输入输出范围的设备，它必须同时满足输入端电网电压的大范围波动和镇流器由启动到稳态及在调光情况下大范围的负载功率变化。本章分析临界导电模式 Boost 功率因数校正电路，为合理设计电路参数提供了依据。
统计表明，电力的大约1/5消耗在各种照明设备上。随着各种荧光灯和高强度气体放电灯等新型高效电光源的使用，镇流器成为必不可少的配套装置。由于电力电子装置中的电力电子器件通常工作在高频状态，且具有非线性的特点，使得电力电子装置已经成为供电系统中最主要的谐波来源。如果大量的低功率因数电子镇流器投入运行，将使整个照明供电系统的可靠性大为降低，影响电网用电安全。
对于高频电子镇流器，使用有源功率因数校正技术是抑制电网电流谐波，提高功率因数非常有效的方法。它可以使电子镇流器在网侧的功率因数达到0.99。按照电路中的电感电流工作状态，功率因数校正电路分为三种类型：连续导电模式、断续导电模式和临界导电模式。其中，临界导电模式介于连续和断续之间，具有功率因数高、功率开关管零电流导通、功率二极管的损耗小控制电路简单等优点。临界导电模式功率因数校正技术正逐步应用于中、小功率设备的功率因数校正环节中。
理论上任何一种开关变换器的拓扑都可以用来实现接近于1的高功率因数。实际应用中Boost变换器是最普遍使用的。因为它有很多的优点：电路器件少，经济性强；电感位于整流桥与开关管之间，输入电压的di/dt很小，输入端的噪音低；功率开关管源端对地，易于驱动等。
1.临界导电模式功率因数校正电路
主电路由单相桥式整流器和DC-DC Boost变换器组成。功率开关由控制电路控制，工作在高频通断状态。当功率开关导通时，主电感中的电流线性增加，电感储能，二极管处于反向截止状态，负载由输出电容供电；当功率开关关断时，由电源和主电感串联向负载供电，电感中的电流线性下降。如果在一个开关周期结束时，电感中的电流刚好降到零，则功率二极管中的电流相应地也降到零。如果此时另一个开关周期立刻开始，功率开关将工作在零电流开通哈尔滨工业大学工学硕士学位论文的状态下。这就是Boost功率因数校正电路的临界导电工作模式。由此可见，实现临界导电工作模式的关键是监测电感电流的过零时刻。
1.1电路结构与基本原理
Boost有源功率因数校正电路结构如图2.1所示。其基本工作原理：主回路的输出电压Vo和基准电压Vref比较后，输入给电压误差放大器VA。整流电压检测值Vk和输出电压信号Verr共同加到乘法器M的输入端，乘法器M的输出作为电流反馈控制的基准信号。电流误差放大器CA的输出与电感零电流检测器(ZCD)的输出作为开关管Q1驱动器的输入信号，控制开关管的开通和关断，保证电感电流的峰值跟踪整流电压，从而使输入电流(电感电流的平均值)与输入电压的波形基本一致，提高输入端功率因数，降低电流畸变程度。由于电感零电流检测器的引入，开关管只能在电感电流下降为零时开通，Boost电路工作在介于CCM和DCM之间的临界导通模式。这样，一方面降低了D2关断时反向恢复电流对开关管的冲击作用；另一方面将输入电流限定为电感电流峰值的1/2。
圖１.1 Boost有源功率因数校正电路结构
1.2输入电流正弦化分析
考虑到开关频率远大于电网频率，可以认为整流电压Vrec=Vm|sinωt|在一个开关周期内保持恒定。开关管导通后，电感电流线性增加，其峰值Ipk由下式决定
式中Vｍ—输入电压峰值(V)；
ω——输入电压角频率(rad/s)
开关管关断时，电感放电并将储存的能量传递给输出滤波电容和负载电阻。放电时间由下式确定
因为误差放大器的输出信号Ｖｒｅｅ在工频半波周期内保持恒定，所以在工频半波周期内Ｔｏｎ也保持恒定，由式(１-4)可知输入电流和输入电压的波形保持一致，达到高功率因数、低谐波畸变的目的。
1.3变换器输出母线电压稳定性分析
为了保证变换器的稳定工作，一般要求 APFC 升压变换器的输出电压至少比输入电压的峰值高15%以上，其设定值由下式决定
2.功率因数校正电路参数设计
2.1主电路参数设计
恒导通时间控制技术的乘法器方式的 Boost 有源功率因数校正电路有一些共同的设计要点。对于 HID 灯调光电子镇流器来说，考虑电网电压的实际波动，以及点灯时的灯等效负载变化，特别是根据调光的需要，一般要求宽输入宽输出范围的功率因数校正电路，在设计调光时必须充分考虑到这种情况。
2.1.1主电感设计
主电感的设计优先保证功率因数校正电路在所有的工作状态下都工作在临界导电模式。由图2-2可以推导出功率开关周期为
式中Ｐｏ——输出功率(W)；
η——预期效率
由上式可见，在恒定输出电压的情况下，主电感值是输入电压、开关频率和输出功率的函数。
功率开关的设计给定频率ｆ受驱动芯片内部设计的制约。功率开关频率的最小值出现在输入电压在瞬时峰值，也就是相角是π/2时。
理论上如果给定最小的功率开关频率，则主电感的最大设计值出现在输出功率最小，输入电压最大的时候。但是对于宽输入输出范围的设计要求，如果我们这样确定了一个电感值，因为Ｐｏ和ｆ是成反比的，如果输出功率增加，则开关频率还将变小，这是不允许的。所以，设计电感的最大值是出现在给定开关频率最小、输出功率最大、输入电压最大的时候，即
对于恒导通时间的控制技术来说，最高的功率开关频率就是导通时间的倒数。但是功率开关的最大频率也受到芯片内部的电路延时，开关损耗等因素的影响而受到制约。由于这并不作为典型设计参数出现在芯片的器件手册上，所以常常被忽视。一般最大的开关频率不超过 1MHz。最大的开关频率出现在输入电压的过零点，也就是相角为0时。
电感的最小设计值应该满足电路始终工作在临界导电的状态，以保证输出电压的稳定。最小的设计电感值可以按下式估算
通过极值方式设计的电感，都应该按式(1-11)给予校验。功率因数校正电路给定的最小开关频率偏小可以减少开关损耗，偏大可以减小电感的体积，应综合考虑，一般可以取20～50kHz。
2.1.2输入电容的设计
输入电容的主要作用是滤除由高频的开关电感电流纹波引起的开关噪声，因此也叫高频旁路电容。最严重的开关噪声发生在最小额定输入电压的峰值附近。此电容对于输入电压过零时刻的功率因数校正效果有显著的影响，对于整个电路的EMI效果也有一些的影响。
其基本的电容值可以由下式得出
式中Ｐｉｎ——输入功率(W)；
λ——0.01～0.1
由于整流桥的输出电压经过电阻分压后被用来作为功率因数校正电路输入电流的跟随基准，所以过大的输入电容会使基准电压波形发生畸变，从而使输入电流的波形同样发生畸变，导致功率因数的下降和谐波的增加。所以具体的电容值需要综合的考虑。
2.1.3输出电容的设计
输出电容的选择取决于额定输出电压、最大允许过电压、输出功率和输出电压纹波。基本电容值为
式中ωｏ——纹波电压的角频率(rad/s)；
Ｉｏ——输出电流(A)；
△Ｖｏ——纹波电压值(V)，一般为输出电压的 1～5%
输出电容的耐压值要超过控制电路过压保护的电压值，高频等效串联电阻要小，温度范围要宽。输出电容的选择对于整个装置的使用寿命至关重要。
2.2控制芯片选择
控制电路的参数设计对于满足宽输入输出范围的功率因数校正的设计要求极为重要。设计的目标不仅在于确保带宽足够窄以达到高功率因数，而且要保证一定的相角才可以使系统在大范围内稳定。
用 MC33262 作为控制器的 APFC 升压式功率因数校正电路如图 2.2 所示。
目前，市场上有很多基于临界导电模式设计的有源功率因数校正集成芯片。诸如 ST 公司的 L6561，Fairchild 的 FAN7527，Onsemi 公司 MC33262， TI 公司的 UCC28050 等。它们都可以用于恒导通时间控制技术的乘法器方式Boost 有源功率因数校正电路，但芯片内部的结构设计有所不同，特别是误差放大器环节。L6561 和 FAN7527 是电压型的误差放大器； MC33262 和UCC28050 是跨导型的误差放大器，因此在设计时稍有差别。
图１.2 用MC33262设计的APFC升压式变换器
3.小结
电子镇流器属于宽输入输出范围的设备，它必须同时满足输入端电网电压的大范围波动和镇流器由启动到稳态及在调光情况下大范围的负载功率变化。本章分析临界导电模式 Boost 功率因数校正电路，为合理设计电路参数提供了依据。