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【摘要】 为解决传统的对称Doherty功率放大器的载波功率放大器和峰值功率放大器适配的负载能力达不到理论设计值，将会严重影响整体通信电路的工作性能，为此，本文提出了一种新的功放设计方案即非对称Doherty功放结构，该结构的放大器利用具有更高饱和功率的次功放能够实现8dB的功率回退，并在ADS2016电路仿真平台中验证了该结论。
【关键词】 放大器 仿真 功率
一、对称Doherty功率放大器的不足
伴随集成电路技术的快速发展，工程中使用的早期Doherty功率放大器呈现以下弊端：
1.早期的具备对称特性的Doherty功率放大器[1]具有相同的信号输入功率，该种类型的功放拥有相同参数的晶体管，但是，两种型号的晶体管的静态工作点各异，因此，导致主功率放大器晶体管的信号输出电流值大于次晶体管功放的信号输出电流值。所以，当主晶体管输出信号功率达到饱和状态时，将引起载波功率放大器和峰值功率放大器的适配的负载能力达不到理论设计值[2]。主晶体管与次晶体管功率放大器的负载能力无法接近理论设计值，这会引起工作电路出现信号失配问题，功率放大器电路的指标参数将严重恶化。
2.早期设计的Doherty功放当信号功率值回退6dB时功放输出效率最佳，伴随人们对通信业务的更高要求，现代通信技术呈现高速发展的特点，OFDM，正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、M-QAM（Multiple Quadrature Amplitude Modulation），多进制正交幅度调制等技术的应用导致已调信号的峰值功率与平均功率的比值升高[3]。6dB大小的信号功率值回退目前不能满足现代通信系统的要求，如果仍然使用早期的Doherty功率放大器会导致功放工作效率的降低。因此，本文提出了一种改进型的功率放大器即非对称Doherty功率放大器结构，非对称Doherty功率放大器利用具有更高饱和功率的次功放实现更大信号功率回退的目的。
二、非对称Doherty功放设计方案
非对称Doherty功率放大器的设计方案是以早期的对称Doherty功率放大器为依据，针对功率放大器的特定问题比如：信号功率值回退能力[4]、优化功率放大器功率回退区域范围。针对此类问题本文提出以下几种非对称Doherty的方案：
2.1 不同功率输出的功放管结构方案
采用不同晶体管结构的Doherty功放结构可以有效提高功率回退的动态范围，在高回退的信号输入下仍具有较高的效率。峰值功率放大器使用的晶体管具备比载波功率放大器更高的信号输出功率，在该条件下，峰值功率放大器能夠较好的避免有源负载出现的牵引能力无法匹配的问题[5]，Doherty功放的功率回退点计算公式如式1所示：
在公式1中，符号ρ代表Doherty功放的信号功率回退量，工程中常使用dB作为计算单位，α代表Doherty主功率放大器输出信号的功率值与功放全部信号输出的功率值的比，Pcarrier表示载波功率值，Ppeak表示峰值功率值。载波功率放大器和峰值功率放大器的输出信号功率值相等，因此，早期设计的Doherty功放只有6dB的功率回退能力。如何选择适中的功率放大器晶体管[6]可以根据实际工程应用的需要，同时能够确定所需要的功率回退区间。
早期Doherty功放与本文设计的非对称Doherty功放的回退能力比较图，从图中可以看出，非对称Doherty功放具有8dB的功放回退能力，而早期的Doherty功放只有6dB的回退范围。
因此，本文提出的非对称Doherty功率放大器的输出信号功率回退能力更高，能够解决现代无线通信技术中的高效数字调制信号峰均比过高的问题。
2.2非等输入功率驱动方案
用符号βc表示载波功率放大器的导通角，符号βp表示峰值功率放大器的导通角，符号I载和符号I峰代表载波功率放大器和峰值功率放大器的最大一次谐波电流，具体计算如公式2和3所示：
由于主功率放大器与次功率放大器的工作性能不一样，所以，在主功率放大器信号输出功率达到饱和状态时，次功率放大器信号输出功率值并未达到饱和状态，用符号γ表示该状态下主功率放大器与次功率放大器的电流比值，表达式如式4所示：
式4中，J表示峰值功率发达器工作时，峰值晶体管与载波晶体管功放的漏极电压的比值，式I峰·（1- J）表示的电流为载波功率放大器状态饱时，峰值功率放大器输出信号的电流大小。公式5表示载波功率放大器与峰值功率放大器信号输出功率的比值：
在式5中，P欠表示峰值功率放大器的欠驱动功率大小，借助P欠值的大小能够预测主、次功率放大器的欠匹配程度。在得出峰值功率放大器补偿输入电流的大小之前，先获取载波功率放大器和峰值功率放大器的信号输出电流比值，依据公式5就能够计算出功放补偿电流值。接下来在ADS2008电路仿真环境下对比研究本文提出的非对称Doherty功率放大器相对于早期的Doherty功率放大器的优势。
三、基于ADS仿真平台的功放设计方案仿真分析
仿真过程中取α=1.17，根据公式2.5可以计算出峰值功率放大器的欠驱动功率值P欠=7.35dB，仿真时J=0.5，峰值功率放大器需补偿7.35dB的输入功率值才能解决功放失配的问题。仿真图1是等分输入功率与信号非等分输入功率驱动下主功率放大器和次功率放大器信号输出电流的对比结果。主功率放大器和次功率放大器的输出信号电流值相同，原因是它们采用的晶体管类型相同，在一样的输入信号功率值的驱动下，载波功率放大器的输出电流值是次功率放大器的2倍。非均分信号输入功率的不同之处在于，其在已有等分功率值的基础上，能够补偿峰值功率放大器7.35dB的功率大小。相较于均匀功率驱动的模式，非等分结构的次功率放大器输出电流与载波功率放大器一致。所以在该前提下，对载波及峰值功率放大器的信号输出进行匹配，能够获取最佳的匹配状态。 载波功率放大器的信号输出电流的表达式：
峰值功率放大器的信号输出电流为：
公式7和8中的Ip，even、Ip，uneven分别表示相等输入功率与非等输入功率情况下次功率放大器的信号输出电流值，Vinm表示最大输入电压信号。
前面已经阐述早期的对称Doherty功率放大器存在主功率放大器与次功率放大器负载无法匹配的问题，该问题会降低整个功放电路的工作性能。如果使用本文提出的非对称Doherty功放，能够通过控制输入信号的功率大小从而解决主次功放功率失配的问题，非均匀输入信号功率激励下的载波功率放大器与信号输出负载对比如下。
仿真结果表明：在非等分功率主功率放大器与次功率放大器的電流比值γ=2.4激励下，载波功率放大器与峰值功率放大器能够实现负载一致，所以能够达到阻抗匹配状态。
负载阻抗特性曲线的变化特征可由下列公式得到。
在式9和式10中ZM、ZL分别表示1/4波长传输线的特征阻抗与负载阻抗，经仿真研究分析载波功率放大器与峰值功率放大器饱和输出信号的负载理想情况下是一样的。
四、结束语
本文设计了一种非对称Doherty功放结构，能够实现8dB的功率回退，并通过ADS2016电路仿真平台验证了所设计方案的可行性，为现代无线通信系统的射频前端应用打下坚实的仿真实践基础。
参 考 文 献
[1] J. Fritzin， Y. Jung， P. Landin， P. H?ndel， M. Enqvist， and A. Alvandpour， “Phase predistortion of a class-D outphasing RF amplifier in 90 nm CMOS，” IEEE Trans. Circuits Syst. II： Express Briefs， vol. 58， no. 10， pp. 642–646， Oct. 2011.
[2] Dixian Zhao， Patrick Reynaert： A 60-GHz Dual-Mode Class AB Power Amplifier in 40-nm CMOS. IEEE J. Solid-State Circuits， vol. 48， no. 10， pp. 2323–2337， Oct. 2013.
【关键词】 放大器 仿真 功率
一、对称Doherty功率放大器的不足
伴随集成电路技术的快速发展，工程中使用的早期Doherty功率放大器呈现以下弊端：
1.早期的具备对称特性的Doherty功率放大器[1]具有相同的信号输入功率，该种类型的功放拥有相同参数的晶体管，但是，两种型号的晶体管的静态工作点各异，因此，导致主功率放大器晶体管的信号输出电流值大于次晶体管功放的信号输出电流值。所以，当主晶体管输出信号功率达到饱和状态时，将引起载波功率放大器和峰值功率放大器的适配的负载能力达不到理论设计值[2]。主晶体管与次晶体管功率放大器的负载能力无法接近理论设计值，这会引起工作电路出现信号失配问题，功率放大器电路的指标参数将严重恶化。
2.早期设计的Doherty功放当信号功率值回退6dB时功放输出效率最佳，伴随人们对通信业务的更高要求，现代通信技术呈现高速发展的特点，OFDM，正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、M-QAM（Multiple Quadrature Amplitude Modulation），多进制正交幅度调制等技术的应用导致已调信号的峰值功率与平均功率的比值升高[3]。6dB大小的信号功率值回退目前不能满足现代通信系统的要求，如果仍然使用早期的Doherty功率放大器会导致功放工作效率的降低。因此，本文提出了一种改进型的功率放大器即非对称Doherty功率放大器结构，非对称Doherty功率放大器利用具有更高饱和功率的次功放实现更大信号功率回退的目的。
二、非对称Doherty功放设计方案
非对称Doherty功率放大器的设计方案是以早期的对称Doherty功率放大器为依据，针对功率放大器的特定问题比如：信号功率值回退能力[4]、优化功率放大器功率回退区域范围。针对此类问题本文提出以下几种非对称Doherty的方案：
2.1 不同功率输出的功放管结构方案
采用不同晶体管结构的Doherty功放结构可以有效提高功率回退的动态范围，在高回退的信号输入下仍具有较高的效率。峰值功率放大器使用的晶体管具备比载波功率放大器更高的信号输出功率，在该条件下，峰值功率放大器能夠较好的避免有源负载出现的牵引能力无法匹配的问题[5]，Doherty功放的功率回退点计算公式如式1所示：
在公式1中，符号ρ代表Doherty功放的信号功率回退量，工程中常使用dB作为计算单位，α代表Doherty主功率放大器输出信号的功率值与功放全部信号输出的功率值的比，Pcarrier表示载波功率值，Ppeak表示峰值功率值。载波功率放大器和峰值功率放大器的输出信号功率值相等，因此，早期设计的Doherty功放只有6dB的功率回退能力。如何选择适中的功率放大器晶体管[6]可以根据实际工程应用的需要，同时能够确定所需要的功率回退区间。
早期Doherty功放与本文设计的非对称Doherty功放的回退能力比较图，从图中可以看出，非对称Doherty功放具有8dB的功放回退能力，而早期的Doherty功放只有6dB的回退范围。
因此，本文提出的非对称Doherty功率放大器的输出信号功率回退能力更高，能够解决现代无线通信技术中的高效数字调制信号峰均比过高的问题。
2.2非等输入功率驱动方案
用符号βc表示载波功率放大器的导通角，符号βp表示峰值功率放大器的导通角，符号I载和符号I峰代表载波功率放大器和峰值功率放大器的最大一次谐波电流，具体计算如公式2和3所示：
由于主功率放大器与次功率放大器的工作性能不一样，所以，在主功率放大器信号输出功率达到饱和状态时，次功率放大器信号输出功率值并未达到饱和状态，用符号γ表示该状态下主功率放大器与次功率放大器的电流比值，表达式如式4所示：
式4中，J表示峰值功率发达器工作时，峰值晶体管与载波晶体管功放的漏极电压的比值，式I峰·（1- J）表示的电流为载波功率放大器状态饱时，峰值功率放大器输出信号的电流大小。公式5表示载波功率放大器与峰值功率放大器信号输出功率的比值：
在式5中，P欠表示峰值功率放大器的欠驱动功率大小，借助P欠值的大小能够预测主、次功率放大器的欠匹配程度。在得出峰值功率放大器补偿输入电流的大小之前，先获取载波功率放大器和峰值功率放大器的信号输出电流比值，依据公式5就能够计算出功放补偿电流值。接下来在ADS2008电路仿真环境下对比研究本文提出的非对称Doherty功率放大器相对于早期的Doherty功率放大器的优势。
三、基于ADS仿真平台的功放设计方案仿真分析
仿真过程中取α=1.17，根据公式2.5可以计算出峰值功率放大器的欠驱动功率值P欠=7.35dB，仿真时J=0.5，峰值功率放大器需补偿7.35dB的输入功率值才能解决功放失配的问题。仿真图1是等分输入功率与信号非等分输入功率驱动下主功率放大器和次功率放大器信号输出电流的对比结果。主功率放大器和次功率放大器的输出信号电流值相同，原因是它们采用的晶体管类型相同，在一样的输入信号功率值的驱动下，载波功率放大器的输出电流值是次功率放大器的2倍。非均分信号输入功率的不同之处在于，其在已有等分功率值的基础上，能够补偿峰值功率放大器7.35dB的功率大小。相较于均匀功率驱动的模式，非等分结构的次功率放大器输出电流与载波功率放大器一致。所以在该前提下，对载波及峰值功率放大器的信号输出进行匹配，能够获取最佳的匹配状态。 载波功率放大器的信号输出电流的表达式：
峰值功率放大器的信号输出电流为：
公式7和8中的Ip，even、Ip，uneven分别表示相等输入功率与非等输入功率情况下次功率放大器的信号输出电流值，Vinm表示最大输入电压信号。
前面已经阐述早期的对称Doherty功率放大器存在主功率放大器与次功率放大器负载无法匹配的问题，该问题会降低整个功放电路的工作性能。如果使用本文提出的非对称Doherty功放，能够通过控制输入信号的功率大小从而解决主次功放功率失配的问题，非均匀输入信号功率激励下的载波功率放大器与信号输出负载对比如下。
仿真结果表明：在非等分功率主功率放大器与次功率放大器的電流比值γ=2.4激励下，载波功率放大器与峰值功率放大器能够实现负载一致，所以能够达到阻抗匹配状态。
负载阻抗特性曲线的变化特征可由下列公式得到。
在式9和式10中ZM、ZL分别表示1/4波长传输线的特征阻抗与负载阻抗，经仿真研究分析载波功率放大器与峰值功率放大器饱和输出信号的负载理想情况下是一样的。
四、结束语
本文设计了一种非对称Doherty功放结构，能够实现8dB的功率回退，并通过ADS2016电路仿真平台验证了所设计方案的可行性，为现代无线通信系统的射频前端应用打下坚实的仿真实践基础。
参 考 文 献
[1] J. Fritzin， Y. Jung， P. Landin， P. H?ndel， M. Enqvist， and A. Alvandpour， “Phase predistortion of a class-D outphasing RF amplifier in 90 nm CMOS，” IEEE Trans. Circuits Syst. II： Express Briefs， vol. 58， no. 10， pp. 642–646， Oct. 2011.
[2] Dixian Zhao， Patrick Reynaert： A 60-GHz Dual-Mode Class AB Power Amplifier in 40-nm CMOS. IEEE J. Solid-State Circuits， vol. 48， no. 10， pp. 2323–2337， Oct. 2013.